解调控制系统

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task : 高分辨率集成化光谱解调控制系统

边缘滤波法解调

通过文献调研学习，搭建了如图的光谱解调系统基本框架。其基本原理是利用AWG的分光功能实现输入光在16个通道上的分离。对每一个通道的波长响应进行扫描，记录不同输入波长下的输出光功率。使用解调电路可以将探测到的光功率P(λ)转化为电压V(λ)输出信号，并通过A/D转换模块将电压值传输到上位机进行实时记录。光功率P(λ)与电压V(λ)的转换:P(λ)∝kV(λ)，二者呈线性关系（其中k为光电探测器的响应系数）。因此芯片输出通道的光功率可以用解调电路的输出电压表示。

在相同波长条件下，实时记录解调电路的第m个和m+1个通道的输出电压，分别为Vm(λ)和Vm+1(λ)。则根据公式可计算得到相同波长条件下， 相邻通道的电压比对数，用Ratio(λ)表示。

根据电压比对数随输入波长（λLaser）的变化可绘制如图的关系图。利用公式拟合，得到相邻通道的电压比对数与波长之间的函数关系和拟合参数（a, b, c, d, e, f）。

此时可根据电压比对数反推出输入光波长，完成光谱解调工作。且电压比对数Ratio(λ)与波长λLaser呈现类线性变化的区域叠加所对应的波长范围，即光谱解调的波长范围。

解调电路可以分为
①采集微小光功率的高响应度光电探测器电路；
②噪声足够小的跨阻放大电路；
③高效精准的AD采样电路；
④稳定且冗余的电源供电电路等部分

其结构如图所示。

电源管理电路设计

电源管理电路

功能：为整个系统提供稳定、低噪声的供电。

电压需求：12 V（输入）、7.3 V（主供电）、±5 V（运放与光电二极管偏置）、3.3 V（逻辑电平与ADC参考）。

关键芯片：

TPS5450：DC/DC降压芯片，输入12 V，输出7.3 V，为后续LDO供电。

TPS7A49 & LP2985：LDO稳压芯片，输出+5 V。

LTC3261：电荷泵芯片，输出-5 V。

LP5907：输出3.3 V逻辑电平。

ADR4550：高精度电压基准源，提供ADC的5 V参考电压，精度±0.02%。

设计特点：多级稳压、高PSRR、低纹波，确保信号链电源纯净。

本系统中各硬件电路所需的电压值分别为：12 V、7.3 V、±5 V、3.3 V。通过使用电源适配器将220 V交流输入转换为12 V直流电压输出之后，经DC/DC BUCK降压电路和LDO稳压芯片即可得到所需的各电压值，电源树设计如图所示。

主供电电路选用了TPS5450 DC/DC芯片。该芯片是一款具有集成高侧N沟道 MOSFET 的36 V、5 A 降压稳压器，通常用于将较高的直流电压进行降压，其最大可用输出电流为 5 A，稳压输出范围为1.22 ~ 31 V。本项目中使用该芯片从电源适配器处获得了7.3 V的稳定电压输出。根据数据手册中的设计向导可以计算出对应输出电压所需的电容、电阻值，该部分电路原理图如所示。

光电转换电路部分还需要±5 V的双电轨供电，分别保证了跨阻放大电路的正负电源和光电二极管的偏置电压。为保证电源供电的稳定性和准确性，选择在从主供电电路引入7.3 V电压，而后使用具有高PSRR且更加稳定的LDO芯片TPS7A49和LP2985降压到5V。

TPS7A49是一款具有使能功能的 150 mA、36 V、低噪声、可调节低压降稳压器，实现跨阻放大电路的+5 V电压输出。
LP2985是一款2.5 V至16 V的输入电压范围和150 mA负载电流的低噪声、低压降稳压器。
为了获得-5 V电压，我们使用LTC3261，这是一款可在4.5 V至32 V的宽输入范围内工作的电荷泵芯片。±5 V的电压供电原理图如所示。

A/D转换电路需要5 V的供电电压和参考电压，同时还需要3.3 V的电压作为与单片机通信所需的逻辑电平。对A/D转换电路来说，电压的准确性和低纹波特性是十分重要的，我们先使用了TPS7A49作为前级来降低电压纹波并获得了6.7 V的电压，再通过LP2985提供了ADC芯片所需的5 V供电电压，接着使用LP5907去产生3.3 V的逻辑电平。
为了给ADC芯片提供足够稳定的5 V基准电压，使用了ADR4550，该芯片是一款高精度、低功耗、低噪声的基准电压源，最大初始误差为±0.02%，并具有出色的温度稳定性和低输出噪声。ADR4550具有较低的热感应输出电压滞回，并且长期输出电压漂移低，从而提高了时间和温度变化下的系统精度。该部分电路原理图如图所示。

光电转换放大电路

在解调系统中，需将光信号转换为电信号，以便对传感信号进行后续处理，因而需要光电转换电路，并且光电转换电路的转换精度直接决定着整个系统的解调精度。传感光信号在传输过程中，由于存在光纤传输本身带来的损耗和各种光学器件连接引入的插入损耗，使得光电探测器接收到的光信号一般都非常微弱。一般在几十nW到几十μW之间，有的甚至为pW级别，导致光电探测器输出的电流信号十分微弱，加上外界噪声的干扰。因此，要对这样的微弱信号进行探测，一般都要先进行预处理，以将大部分噪声滤除掉，并将微弱信号放大到后续处理器所要求的电压幅度。这样，就需要通过前置放大电路、滤波电路和主放大电路来输出幅度合适、并滤除掉大部分噪声的待检测信号，其光电转换模块组成框图如图所示。

LSIPD - LD50被选为系统的光电探测器，这是一款超低暗电流的InGaAs PIN光电二极管。其在1550 nm波段，零偏置条件下具有0.9 mA/mW的响应度。光电二极管一般有两种工作模式：光伏模式和光导模式，如图所示。

光伏模式下光电二极管零偏置，光电二极管可非常精确的线性工作，且暗电流小，适用于精确测量；光导模式下光电二极管加反向偏置，可实现较高的切换速度，但线性度不佳，容易产生很大的暗电流，通常应用在高速场合。本系统可以实现以上两种模式的切换，即可以在光伏模式下降低精度提高速度，也可以在光导模式下进行低速高精度测量。

通过跨阻放大电路可以将光电二极管产生的光电流转化为电压，电路如图所示，其中将光电二极管转化为基本电路模型。

选用的运算放大器芯片为ADA4522-2，该芯片是双通道55 V 零漂移轨至轨运算放大器，带增强型 EMI 保护。可由 4.5 V 至 55 V 单电源或 ±2.5 V 至 27.5 V 双电源供电。且该芯片具有5.8 nV/√Hz 的电压噪声密度、800 fA/√Hz的电流噪声密度和50 pA的输入偏置电流。光电转换电路的原理图如图所示，其中包含了RC低通滤波电路来滤除高频噪声，截止频率达到了159 kHz。

光电转换过程中的噪声源包括以下几种：
偏置电流Ib：Ib 会产生Ib×Rf的直流输出电压误差，且Ib 与温度正相关。
失调电压Vos：常温下，Vos产生直流输出电压误差 Vos×(1 + Rf / Rj)；由于Rf<<Rj，增益约为1，该误差约等于Vos。
上述两种噪声会对输出电压产生一个偏移，在后续标定过程中可以消除。故不再分析。

光电转换与放大电路

功能：将AWG输出的微弱光信号转换为电压信号。

关键组件：

光电探测器：LSIPD - LD50（InGaAs PIN PD），响应度0.9 mA/mW @1550 nm。

工作模式：支持光伏模式（零偏置，高线性）与光导模式（反向偏置，高速）。

跨阻放大器：ADA4522-2，低噪声（5.8 nV/√Hz）、低偏置电流（50 pA）。

反馈电阻：22 kΩ，配合RC低通滤波（截止频率159 kHz）抑制高频噪声。

噪声分析：系统对电压噪声、电流噪声、电阻热噪声等进行建模计算，理论电流分辨率达291.856 pA，电压分辨率达6.4202 μV。

A/D转换电路设计

A/D转换电路

功能：将放大后的模拟电压信号转换为数字信号。

ADC芯片：AD7768，8通道、24位分辨率，支持可调采样率。

采样设置：

采样率：128 kHz（系统带宽55.4 kHz）

分辨率：7.74 μV（RMS噪声）

设计考虑：在采样速率与噪声之间取得平衡，确保系统带宽满足动态解调需求。

A/D转换也是整个光信号采集环节的重要过程，ADC芯片的采样精度直接影响着解调系统的精度。本论文选用AD7768，这是一款具有高稳定性、低误差的8通道、24位分辨率的ADC。其电路原理图如图所示。

该芯片具备可变速度/分辨率功能，但ADC采样速率的增加会带来均方根噪声的增加，从而导致采样精度降低，其关系如表所示。

采样速度/sps	带宽/kHz	均方根噪声/μV
8k	3.5	1.94
16k	6.9	2.72
32k	13.9	3.82
64k	27.7	5.42
128k	55.4	7.77
256k	110.8	11.58

实际使用中，过低的采样速率会影响整个系统的有效带宽，降低系统的探测能力，为了兼顾采样精度和采样速率，我们将ADC芯片的采样速率设置为128 kHz，此时进行16通道同步采样时，系统带宽可达55.4 kHz，ADC的最小分辨能力为7.74 μV。

实验测试时需要先对解调系统进行参数标定工作，确定式中的波长与功率比对数关系，完成标定工作后可以进行解调测试。最终测得激光器输入窄带光波长变化10 pm时，AWG输出光强电压变化最小为100 μV。而本解调系统最小可分辨的电压为7.74 μV，解调控制系统可以满足芯片解调对解调精度、分辨率等各方面的要求。