射频学习笔记之NanoVNA-硬件篇

最近在做超外差接收机，对我来说这是一个大工程，在做的过程中也遇到了各种各样的问题，我想是时候沉淀一下了。于是我将目光转向了NanoVNA项目，因为其开源的性质，适合初学者进行研究学习。

NanoVNA在github开源，项目地址https://github.com/ttrftech/NanoVNA

在Github也是收到了很多的Star了，在此基础上抛砖引玉，很多大佬对其进行升级改造，衍生出了NanoVNA-F，NanoVNA V2等，本次所研究的为Nano VNA-J，是在国内开发者hugen（ http://bbs.38hot.net/thread-756047-1-1.html ）基础上升级而来的。主要研究硬件架构，实现的原理。

不得不说NanoVNA的硬件设计是很聪明的，在低成本的硬件成本下实现了很好的性能。

硬件架构

先来了解一下芯片的功能

Si5351A： 可生成2.5kHz至200MHz频率的时钟发生器,最多支持三通道输出。

SA612AD： 低功耗VHF单片双平衡混频器，带有片上振荡器和电压调节器。适用于低成本、低功耗通信系统。

TLV320AIC3204：个单端或3个全差分模拟输入,灵活、低功耗、低电压立体声音频编解码器，该编解码器具有可编程输入和输出、PowerTune功能、fixedpredefined andparameterizablesignal-processingblocks,集成PLL、集成LDO和灵活的数字接口。

整体工作流程

1.产生扫频信号

26 MHz 有源振荡器，送入Si5351，MCU 通过 SCL/SDA 设置 Si5351，通过依次产生一系列测试频点，CLK1为测试激励信号，经过高通滤波器送入电桥。CLK0转为三路本振信号，分配到三片SA612进行混频。CLK2作为MCLK送给TLV320AIC3204音频CODEC 提供主时钟。

2.可切换高通网络

CLK1 经隔直电容后进入两个射频开关组成的选择网络。共分为两条链路，旁路路径和高通滤波器。

在ADS中使用理想器件对其进行仿真：

但是有没有考虑过为什么要加一个高通滤波器呢？

我们知道Si5351是时钟源，输出最高的频率范围是200MHz，这个上限其实决定了VNA的测量带宽，但是Nano-VNA却可以测到1.5GHz，原因就是利用了Si5351的高次谐波。

一个理想的方波是含有无数个高次谐波的，Si5351输出近似于200MHz的方波，就肯定有更高频率分量的谐波，当方波通过高通滤波器的时候，留下的即为高频分量，从而将频率测试范围拉宽。

下面为详细分析：

来看另一个案例Hamradio 2018 FA-VA5 presentation-UK也是低成本网络分析设备，使用了和nanoVNA一样的架构，甚至一样的时钟芯片。
其官方讲解对理解NanoVNA很有帮助，视频链接：https://www.youtube.com/watch?v=X8Z7veGV57o

我们重点关注Harmonic mixing of rectangle signals：

其中横向列：输入信号的直流、基波、三次谐波、五次谐波；纵向行：LO 的直流、基波、三次谐波、五次谐波；每个格子：对应两种频率相乘后得到的和频与差频。

由于存在低通滤波器，我们关注对角线的频率分量即可。由于是交流耦合的，所以不存在第一个直流信号。所以只有本振和激励的一阶三阶五阶的差频能被ADC采样到。

假设要测量 450 MHz时，Si5351 产生一个基频为 150 MHz 的矩形波，其三次谐波位于450MHz，从而激励被测对象以及进行混频。fs=150MHz，LO=149.995MHz，则三次谐波为3fs=450MHz，3f0=449.985MHz，混频后的中频就变成了3fs-3f0=15KHz，从而利用方波天然存在的三次谐波完成高频激励和接收。然后只要进行数字处理，就能很轻松地提取出这个差频相对参考差频的相位和幅度。

但在高频分量是逐步衰减的，而且Si5351 也不是完全理想的方波，电路也存在基波和其他谐波造成杂散，所以在高频下的信噪比、动态范围和测量稳定性通常不如 200 MHz 以下。也算是成本与性能之间的平衡。

回到NanoVNA-J项目，下面展示ADS 200MHz方波经过此滤波器后的波形对比和谐波仿真情况

所以此高通切换网络的作用为：

1. 低频或基波工作时绕过滤波器
2. 高频谐波模式时接入高通网络
3. 衰减 Si5351 的低阶基波
4. 让需要的高次谐波成为主要测试激励

3. 参考通道

CLK1 经过可选高通网络后进入节点1。

经过R10 = 470 Ω，R12 = 27 Ω，C28、C30进入SA612AD进行混频处理，此时U5测量的为实际激励信号，形成参考复数Vref。从而获取Si5351 输出幅度变化，高通滤波器插损，谐波幅度随频率变化，SA612 和 ADC 的部分公共增益变化等数据。

4. TX 端与S11测量

TX端周围R16，17，19，21构成电阻式反射桥，桥的工作流程为桥的工作过程如下：
激励信号进入 R16、R17上端后：一路经过 R16送到 TX 端口，另一路通过 R17、R21形成 50 Ω参考支路。TX 端反射波使桥两侧电压产生不平衡，R22、R24将桥的差分失衡量送给第二颗SA612进行混频。

当 TX 端接理想 50 Ω负载时，桥接近平衡，输入差分量较小。当 TX 端出现开路、短路或其他失配时，反射波改变桥两侧的幅度和相位，SA612 获得反射相关信号：Vrefl。

原始的反射系数即为s11=Vrefl/Vref，经过 Open、Short、Load 校准后，MCU计算得到最终的S11。

这里我对TX链路的电桥进行了ADS仿真

原理图如下：

TX端口的阻抗为50Ω，结果如下：

TX端口为开路：

TX端口为短路：

可以直观的看到在不同的端口阻抗下的区别，还可以通过调节耦合电阻R19的值来调节灵敏度，

R19	差分转换系数
50 Ω	0.25VsΓ
100 Ω	0.33VsΓ
200 Ω	0.40VsΓ
500 Ω	0.45VsΓ
开路	0.50VsΓ

下面是带上低通滤波器的TX链路仿真结果

原理图：

进行Tran时域仿真分析，TX端口的阻抗为50Ω时：

TX端口为开路：

TX端口为短路：

5. RX 通道与 S21

RX 输入后的电阻网络为：

R27、R31：240 Ω，R28、R29：56 Ω。这是一个对称衰减和匹配网络，它把 RX 接收到的信号衰减-20dB后，以差分形式送给第三颗SA612。

得到的传输通道复数Vtrans，经过 THRU 校准后MCU计算得出最终s21：Vtrans/Vref

需要注意：硬件只有 TX 端激励源，没有 RX 向 TX 反向激励的切换网络，所以主要测量的是：s11和s21。

6.SA612如何混频

三颗SA612本振都来自于Si5351的同一个 CLK0，经三个独立的 300 Ω电阻和耦合电容分配。

7. TLV320AIC3204采集方式

TLV320AIC3204是音频编解码器，在这里做ADC使用。在全功能的VNA中，混频后的信号进入到抗混叠然后被ADC采样。为了动态范围和精度的考虑，低通还可以换成窄带的带通滤波器，来精准分析某一个差频信号。而在nanoVNA这类的设计中，为了节约成本减少复杂度，窄带的带通滤波器可以直接以离散数字滤波器的方式来实现。在这点上和SDR是一致的。

TLV320AIC3204三个输入分别对应IN2 → Reference，IN1 → Reflection，IN3 → Transmission。

TLV320AIC3204只有左右两个 ADC，所以一个 ADC 通道固定采集 Reference，另一个 ADC 通道先选择 Reflection，计算 S11。再切换到 Transmission，计算 S21。并不是三路同时由三个独立 ADC 采样。

然后就可以将数据传给MCU进行分析。

部分内容参考来源https://www.kechuang.org/t/85722