BUFFER相关知识点随笔

1、推挽形式源极跟随器的电流流向分析分析

推挽式概念就是VIN正反向变化各影响半个周期的输出。运用到跨导运放上，就可以调节输出电流的流动方向，节省功耗。

如图所示为推挽级源极跟随器电路，其中，M1、4、6为pmos.

首先，M6的VG接了固定电压，故为恒流源,则左半边支路电流恒定保持不变。

其次分析vin变化趋势对输出电流流向的影响，M3的VD与M3的VG变化趋势反相，当vin↑（增大）时，VD3=VG4↓，又因为电流的大小受VGS的影响(影响的效果比VDS大），为保证ID不变，则VS4也随之减小，VS5=VS4↓，VG5=VG2也↓，VS2又保持不变，则ID2↓，VG4=VG1↓VS1不变，则ID1↑，故电流从vout反向流入M1。

（分析思路:重点在于输入电压的变化趋势，变化量，而非变化到的某一个数值（而非假定管子导通与否去分析），且因为是源随器，则各个管子都在饱和工作状态，若是源极放大则有管子关断）

2、推挽形式源极放大器的电流流向分析分析(CS)

如上图所示，右边为左边的实际图，具体分析如下。

首先，当vin↑,VS2跟随VG2也↑，VS3=VS2，VS3↑，VG3为恒定值，故ID3减小↓，M5和M3相串联，则电流相同，则此时ID5减小，VS5保持恒定，则VG5=VG6↑，则ID6减小；

其次，VS1随VIN增大而增大，又VS4=VS1，VG4不变，ID4=ID7增大，故VG7=VG8增大，ID8增大，故电流又输出端流向M8。

注意！！

​ 分析电流的节点必须是VG VS不能为VD，

​ 对于nmos,VS不变下，VG增大，ID增大

​ 对于pmos,VS不变下，VG增大，ID减小

3、实际电路分析

如上图所示分析M5的作用，因为M8、M9为恒流源，而M5为SF，作电位平移用，VS5随VG5的变化而变化，又M5为pmos故VS5被抬升，用于偏置M6、7，其中ID6、ID7不是固定值，会随偏置的变化而变化。

4、静态电流和有负载电流的区别

（1）、自适应偏置放大器作为整流器（桑森236）

​ 上图所示即为自适应偏置放大器电路，基本原理为，当1、2输入端相差非常大，如，1为0，2为vdd则尾电流源M10提供的电流Ip通过镜像，形成B倍的Ip电流给M9，提供的所有电流给M4、M2这条支路，最终，镜像到M9、M6支路输出电流。

​ 当存在1的输入端电压比2的输入端电压略大的情况是，I1>I2，则如图所示，（I1-I2）两电流差值通过电流镜，提供给M9,则此时尾电流源为 Ip+A(I1+I2);而被红色框选的那部分电路，会因为镜像的电流I2小于I1，而使得M17、M18不在工作区，故无法给M9提供电流，又因为是电流镜的结构，也不会从M9吸收电流到M18、M17中去。

（2）、class AB最明显的特点

可以驱动大电容，输出电流的流向可正可负；

静态电流相较于class A更小；

输出摆幅相较于class B更大，减小失真（还不理解）

（3）、跨导线性环

[Microsoft PowerPoint - Chapter09 兼容模式] (fudan.edu.cn)

大摆幅低失真三级运放（针对于桑森跨导线性环实例理解）

传统的class AB 存在三个主要问题

交叉失真

静态电流精确控制

摆幅受限

前人设计的运放虽然解决了摆幅问题，但电流转换效率过低

本论文设置运放，以保证静态电流控制在一个小的值（稳定且不会太小），并结合了轨对轨运放设计保证摆幅

首先，通过电流镜结构可知M14、M13电流的和是M15电流的镜像；M11、12、13、14的总电流已知，则M11、12的电流就可知。

在静态时，且使得流过M1，M2的电流相等；设计mos管，使得Vg15=Vg12=Vg11;又因为Vg11=Vg4，故可求得M4、M3支路电流，则M1、M2电流可求；

且1.2.3三个节点电压变化趋势相同；则当1节点电压减小，则对应M1的电流减小，M2的电流增大，通过比例可知M3的电流也随着M1电流减小而减小，则M4的电流也减小，则Vg4增大，当到最值时，M11的Vg最大，M12Vg最小，关断，所有电流流向M11，则Vg4=Vg11可求，进而求出Vg1 的值求得此时的静态电流。反之也是求出M1的电流值，并减去所需要的输出电流值，即为静态电流。其实也是iout的大小影响vin的变化

5、高低阻节点

如图所示，输出阻抗为rds(in)//gm^(-1),并联电阻大小由较小值决定，故输出受gm^(-1)影响更大，又因为其两级为k,而rds大多为M,故输出为低阻节点；

如上图所示，此时输出电阻为两个rds的并联，且量级大，故为高阻点