学别人（一）LM741

很久没写了，烦，想写都没空。厚着脸皮记一下review这个LM741电路并偷偷发到这里来。f
一、一个经典的双极运放---LM741，也是秋招某J公司大佬面试我的时候问过的电路。打开TI官网找到LM741：

可以看到官方已经在推荐用下面的新产品TLV9301了，不过741确实还能买到。Single单通道的，可能内部就只有一个放大器。44V最大电源电压，带宽1MHz。标注了：1、原来板子上741换成9301要记得pin位置换了 2、温度范围更宽了，功耗更小了，SR更大了，Vos更小了。
打开741的手册，看到了一些有用的描述：
1、输入输出端都内置了过载保护功能；
2、有防latch-up设计，当输入信号意外超出了允许的共模电压范围时，芯片不会发生“死锁”现象，可以继续正常工作而不需要断电重启。
3、既支持单电源供电，也支持双电源供电；
4、输入失调电压5mV，输入电阻2M，输出摆幅28V（±15V供电），CMRR为95dB，PSRR为96dB，SR为0.5V/μs，功耗1.7mA。
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二、电路分析

电路由Q1~Q7组成的差分输入、
（1）Q1、Q2这组射随器+Q3、Q4这组共基极将输入电平移位确定了Q9集电极电位。Q8为尾管而Q9支路为其偏置电流，这里与常规偏置尾管的方式不太一样，看起来像是Q8和Q9的组态反了？怎么Q8是二极管而Q9不是呢？这里，第一级电流是小负反馈环路Q9-Q8-Q2-Q4确定的，Q12-R5-Q11在电源上电后得到基准电流，通过Q10-R4类似于Widlar电流源一样的方式给到Q9进而偏置给Q8，Q8检测输入级电流，传递给Q9，假设电流变大，Q10的sink一直是固定电流，则增大的电流灌进Q3-Q4基极，这对PNP管向关断区移动，使输入级电流减小，直到稳定。如果Q9是二极管，则共基极Q3-Q4被二极管钳位，Q8所灌入的电流与下面抽走电流稍不对等就在这个高阻节点堆积电荷直接瘫痪电路。
（2）Q5-Q6-Q7就是输入级的有源负载，这比这里直接用俩电阻做负载有用很多，一是能差转单，而是增益能上得去。3号同相端正小信号时，Q3有个正小信号，产生正小信号电流I，由Q5镜给Q6，Q4有个负小信号电流-I，则Q15基极灌入了叠加了的2I，这就完成差转单，跟CMOS五管单元一样。输入节点阻抗能做得上去于是增益也能提一提了。当然，不同的是，Q7当然不能直接换成导线呢，不然copy精度差太多了，Q7要去给Q5基极灌电流。电阻R3取了50K，大致能固定给Q7偏置0.6V/50K=12μA电流，给Q7给个保底，免除输入级电流太小时Q7的关断情况。另外，当输入级摆动时，Q5基极电压要增加可以很快得由Q7充上去，但是要减小Q7用处不大，这时候电阻R3还能起点下拉作用。1号和5号端子叫OFFSET NULL端，即输入失调消除端，外接电位器或者什么的调节左右对称性去调节失调电压。
（3）Q9-Q10-Q11-Q12是电流源，R4正是用到了Widlar技术的点睛之笔四两拨千斤。一眼得右边Q12支路电流必然很大，大概怎么也上百μA级了，如果输入级为了高输入阻抗偏置电流要求就几十，那么偏置就很不好做，可能需要很大的电阻，面积成本大，这里用R4给Q10射级，利用BJT的电流与VBE的指数关系，小电阻R4就用了4K就能四两拨千斤。当然，这里Q11管就不用beta-helper了，粗糙点无所谓。
（4）中间增益级就是Q15-Q17的达林顿管和Q13电流源负载的共射放大级，只不过多了Q22和那个带有R7、R8的晶体管（没标记，我标记为Qp）。Q22起到限流保护作用，当Q17电流很大时，例如输出短路了，Q17疯狂抽取Q12基极位置的电荷，电流很大，大到大约12mA时，Q22导通去关闭Q17，或者理解这里局部有一个小负反馈限流环路。Qp带有R7、R8，组成了VBE乘法器Vbe Multiplier，局部小负反馈使得该Qp即Q14和Q20基极之间的压差为VBE的1+R7/R8倍，这个增加的电压可以刚好使第三级微微导通，消除交越失真。且由于VBE的温度特性这里还能起到一个小小的输出管过热保护功能。
（5）输出级就是Q14-Q20组成的推挽输出。Q15-R9-R10（实际这个图标错了，这个管子应该叫Q16）起到短路保护功能，当端子6短路到地/负电源，Q14压力很大，巨大的电流可能烧毁它，但此时，当电流大到约25mA时，R9将Q15打开，从而将Q15的基极驱动电流旁路掉，Q14电流再也大不了了；当端子6短路到电源/正电源，Q20压力很大，R10上获得电压，一方面类似射极退化电阻，压制Q20电流指数增加趋势，一方面，Q20要拉大电流则Q17就要大电流，又回到上个话题，Q22起到限流作用了。那么问题就来了，为什么上下管的限流保护不做成一样的呢？哈哈，这就是我觉得这个电路好玩的其中一个点了。上面Q14的保护靠Q15，这是个N管，垂直的NPN放大性能挺好的，下面要做对称就要用横向的PNP，性能不好做上去，除非那你面积用很多我也没说法。于是他们就想到把下面的保护管换个位置，放到Q17去，Q17是驱动Q20的管子，去关Q17的效果比直接驱动Q20相当于多了一级增益，就解决了这个工艺问题，顺便还能再保护保护Q17。
（6）推挽输出过程：1、静态时，Q17和Q13能力一样，电流大约一致，Qp带来的压差刚好使Q14和Q20都能微弱导通（甲乙类），如果正负电源供电，此时6端输出大约就是0V；2、输入正信号时，Q17导通能力减小，电流减小，于是电流灌入Q14基极，Q14流出大量电流，将输出节点快速推高，与此同时因为Q17抽电流能力减弱，Q20趋向关闭，不跟输出节点抢夺Q14电流；3、输入负信号时，Q17大大打开，Q20大大打开，电路开始挽，输出节点电压快速拉低。这就是741能称为运算放大器的原因，输出推挽，射随组态使输出电阻小。
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其他复习的小点：
（1）分析BJT电路时基本的电流方向别疏忽标错了，例如Q20这个PNP管是电流从射极流入从基极集电极流出，Q14这个NPN管基极电流是流入；
（2）甲类、乙类、甲乙类输出：1、甲类，导通角360，整个信号周期内输出管一直是导通的，例如NMOS共源极+上拉电阻负载，设计好偏置电路，让它在没有信号输入时NMOS就有个大电流能导通，输入正信号时，NMOS电流比原来增加，输入负信号时，NMOS电流比原来减小，但是永远不会成0A，因为管子一直舒适区，波形很美，失真低，当然，发热极大，效率极低。我觉得可以做个甲类发烧音响试试，估计音质可以但是要加风扇散热。当然，对应到CMOS运放上面直接做成PMOS电流源负载也行，但同样也是一直耗电的。2、乙类，导通角180度，完全放弃了静态偏置电流，待机电流为0A，用两个晶体管做推挽输出：一个只负责放大正半周，一个只负责放大负半周。没有信号时，两个管子都关掉，例如上面一个 NPN 管接正电源，下面一个 PNP 管接负电源，两个管子的基极作为输入直接短接在一起，承接上一级给到本级的输入信号，这样的两个管子没有任何偏置电流，当输入信号为0时，两个管子都导通，当输入信号正弦波在正半周期时，依然需要大于比如说+0.6V时，上面管子才导通向输出充电，当输入信号正弦波在负半周期时，依然需要低于比如说-0.6V时，下面管子才导通向输出放电，因此中间有一个“死区”，使输入信号为0时没有电流，输入信号摆动时上/下管分别导通，并且中间必然存在交越失真，因为管子不可能一下打开，这是个非线性的过程。3、甲乙类，例如741电路，中间用了偏置电路把上下管的基极隔开了，使得中间电平，或者输入信号没有摆动时上下管都能微弱导通，一来不像甲类那样完全导通效率很差，二来不像乙类那样在中间完全死了失真很大。
除此之外，天大老师给出从BJT迁移到CMOS上的例子：

图一就是甲类很明显，图二是直接从BJT电路迁移过来的甲乙类，把741的射随器直接换成了源随器，然后中间加浮动电压源隔开，这实现了推挽，但直接迁移过来电平缺陷很大，因为NMOS要求VG比VS高一个VGS，即使输入信号可以顶到VDD去，输出最大值依然只能VDD-VGS,N这么大。于是换成了图三用CS的甲乙类，可以实现轨对轨输出。
（3）推挽的核心就在于“主动”二字，和什么类别不能算一个概念。741这样的甲乙类可以推挽吗？当然算，因此上管/下管都能跟随输入信号“主动”导通，乙类可以推挽吗？乙类本来就是推挽经典例子，毕竟信号都完全接入上管/下管了，自然可以“主动”了，甲类能推挽吗？甲类也可以推挽，把上图采用SF的甲乙类中间的浮动电压增大特别多，使无论什么输入上管下管都暴力导通，这就叫甲类了，跟电路长啥样关系大吗，并不大，我觉得这就可以叫针对于采用SF输出级的甲类做法。在这种情况下，当输入信号变正，上管主动更大地导通，下管主动更弱的导通（但依然保持导通的状态），或者叫主动让步，使得输出电压增大，这也实现推挽了。所以要在之后更加好好理解这几个意义。
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三、指标分析
（1）输入阻抗2M：有地方说到，输入级Q8电流可能就20μA左右，这样每一边电流也就10μA，则re=26/IC=2.6Kohm，差分输入回路要串Q1-Q3-Q4-Q2的结，估算4倍就是10.4K，从基极看进去还要再倍增，如果beta=200，则输入阻抗就有200倍的10.4K即2M，大致能对应。
（2）SR为0.5V/μs：假设Q1-Q3完全关死，20μA电流只走一边向C1充电，图上C1标30pF，于是不考虑后级的SR大约为20μA/30pF=0.67V/μs，差不多，有区别。
（3）输出摆幅28V（±15V供电），没有到电源轨，原因正是前面讨论的，这种射随/源随结构的甲乙类输出，有电平缺陷，例如端子6最高高到VDD-VEC,13-VBE,12，大约损失1V是合理的。
（4）PSRR为96dB：电源的波动会通过两条主要路径漏进电路，1是电源改变主偏置电流导致增益/工作点变化，但由于Widlar电流源里R4的作用极大地抑制了这一点，估计个10dB差不多了，2是通过寄生电容或厄利效应ro耦合到输出节点。一般来讲，低频PSRR理论上能够逼近到开环直流增益的值106dB（标注），减下来96dB那就差不多。
（5）CMRR为95dB：共模信号本应该被输入级的尾电流源吸收，不产生任何差分输出。但是，实际的尾电流源是有有限的输出电阻的。共模电压的波动会导致尾电流发生微小的变化，这个变化又因为左右两边负载的微小不对称，最终转化成差分信号。大致估算为：CMRR=gm Rtail 匹配误差率。gm=10μA/26mV=0.38mS，Rtail只能估计了，估个几M，匹配误差在早期大概有1~2%，于是CMRR=20log（0.38m×几M×0.015）=90dB左右。
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四、缺点：
（1）输入阻抗不够大；
（2）带宽只有1M；
（3）输出摆幅没有轨到轨。
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我乱学的，乱讲的。